Netleksikon - Et online leksikon Netleksikon er ikke blevet opdateret siden 2005. Nogle artikler kan derfor indeholde informationer der ikke er aktuelle.
Forside | Om Netleksikon

Fælles emitter

Fælles emitter, også kaldet jordet emitter, er navnet på et forstærkertrin baseret på en bipolar transistor. Navnet skyldes, at transistorens emitter har forbindelse til både forstærkertrinnets indgang og udgang.

Table of contents
1 Mulige forspændingsformer: linear og ulinear
2 Sådan virker fælles emitter-trinnet overordnet
3 Det simplest lineart forspændte fælles emitter-trin
4 Et robust forspændt fælles emitter-trin
5 Se også
6 Eksterne henvisninger

Mulige forspændingsformer: linear og ulinear

Et forstærkertrins anvendelse kan klassificeres som arbejdende lineartt eller ulineart.
  • Lineart betyder at en (lille) ændring i indgangen viser sig som en (normalt større) ændring i udgangen. Men udgangens ændring divideret med indgangens ændring er en konstant faktor. Hvis denne faktor er større end 1 tolkes det som signalforstærkning og er den mindre end 1 tolkes det som signaldæmpning.
  • Hvis et trin arbejder ulineart, betyder det at en udgangsændring divideret med en indgangsændring ikke nødvendigvis er en konstant faktor. Den kan være det med nogle signaler, men ikke alle.

Grundlæggende set er alle forstærkertrin ulineare. Hvis man forspænder transistoren til et DC-hvilearbejdspunkt som garanterer, at transistoren dynamisk ikke går i "mætning" (Vce tæt på nul) og heller ikke "slukkes helt" (Vce tæt på forsyningsspændingen), med de givne (ud-/ind-)gangssignaler og impedanser, så er der mulighed for at trinnet arbejder nogenlunde lineart. En sådan drift kaldes Klasse A. Enhver afvigelse for et næsten lineart arbejdende trin, kaldes signalforvrængning.

Bringes et næsten lineart arbejdende trin til gå i "mætning" eller "helt slukket" siges det at være overstyret. Dette kan skyldes at trinnets forspænding er skredet f.eks. pga. manglende parametertolerance (herunder temperaturafhængighed) eller transistorparameterspredning.

  • Her kunne en simpel priciptegning være, der viser signalforstærkning med en lille sinusperiode ind og en større sinusperiode ud.

Sådan virker fælles emitter-trinnet overordnet

Som bekendt kræver det mindst 2 ledere at formidle elektrisk energi. Indgangen udgøres af basen (evt. via en (indgangs)kondensator) og enten emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan. Essensen er at vi skal påvirke på en eller anden måde. For et lineart arbejdende trin vil .
  • Hvis der ikke benyttes en kondensator til basen, er trinnets indgang DC-koblet og både DC og AC vil blive forstærket i trinnet. Da DC er en del af indgangen vil det være betydende for trinnet, om det er emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan, der benyttes som signaljord.
  • Hvis der benyttes kondensator til basen er trinnets indgang AC-koblet og kun AC vil blive forstærket i trinnet. Faktisk virker kondensatoren sammen med trinnets indgangsimpedans som et lavpasfilter. Da det kun er AC, som formidles af kondensatoren, er i det princippet ligemeget, om det er emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan, der benyttes som signaljord.

Udgangen udgøres af kollektoren (evt. via en (udgangs)kondensator) og enten emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan.
  • Hvis der ikke benyttes kondensator til kollektoren er trinnets udgang DC-koblet og både DC og AC "forlade" trinnet. Da DC er en del af udgangen vil det være betydende for trinnet om det er emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan, der benyttes som signaljord.
  • Hvis der benyttes kondensator til kollektoren er trinnets udgang AC-koblet og kun AC vil "forlade" trinnet. Faktisk virker kondensatoren sammen med trinnets belastningsimpedans som et lavpasfilter. Da det kun er AC som formidles af kondensatoren, er i det princippet ligemeget om det er emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan, der benyttes som signaljord.

For alle forstærkertrin gælder det at indgangssignalets impedans og udgangssignalets impedans begge påvirker et trins dynamiske arbejdspunkt. Derfor er de tegnet med på diagrammerne. Impedanserne bliver normalt opfattet som lineare (rent ohmske eller komplekse) - eller ulineare. I denne artikel antager vi for simpelhedens skyld impedanserne for rent ohmske.

Fælles emitter-trinnet er inverterende (dvs. leverer et udgangssignal der er i modfase (180°) i forhold til indgangssignalet) og kan have en i teorien ubegrænset stor indgangsimpedans ved middelstor forstærkning (5-10 ganges spændingsforstærkning), eller middelstor indgangsimpedans (nogle få kiloohm) ved stor forstærkning (over 100 ganges spændingsforstærkning). Udgangsimpedansen er altid middelstor; i praksis fra 500 ohm til 10 kiloohm.

Fælles emittertrin som er svagt forspændte siges at arbejde i klasse B. Fælles emittertrin som uden eller små indgangssignaler "er slukket", men for større signaler forspændes eller går i "mætning" siges at arbejde i klasse C.

I det følgende præsenteres, beregnes og forklares nogle fælles emittertrin, som ønskes at arbejde næsten lineart.

Det simplest lineart forspændte fælles emitter-trin

Typiske designvalg

Som med alt andet har man et problem ved design. Hvordan starter man? Hvad skal vælges? Det er et slags hønen og ægget paradoks. Paradokset består i om man skal starte med de indre muligheder, ydre krav eller økonomiske krav. Det hele bunder i at det er et samspil og ens designvalg virker tilbage på samspillet. Skal jeg starte med at vælge kollektorstrømmen, basisstrømmen osv. Hvilken bipolar transistor skal jeg vælge? Skal søge helt andre løsningsmodeller? F.eks. mekanisk eller oplæring af brugerne?

Der er mange valgmuligheder og her er det at filosofi éntrerer i elektronik. Derfor er der ligeså mange meninger om det som mennesker. Kig i nyhedsgrupper - her diskuteres livligt om hvad der er "bedst":

  • Det er ligemeget - vælg den universelle BC547, BC171,...2N4401, 2SB458 - i ældre tid var det OC71, AC126. Nogle elektronikblade har døbt sådanne transistorer TUN (Transistor Universal NPN), TUP (Transistor Universal PNP).
  • Det afhænger af anvendelsen.
  • Det er jubelsvært.
    • For signalfrekvenser mindre end ca. 100..1 kHz kan man risikere at trinnet opfører sig som man forventer.
  • Hvor mange decimaler skal man arbejde med?
  • Hvor præcise skal kondensatorer og modstande være?

For eksemplets skyld vælger vi BC550. Databladet kan downloades her: BC550.

Faktoren 10 kan anvendes som en tommelfingerregel i mange designvalg.

Skal udgangssignalet afleveres i en belastningsimpedans på 10 kohm, vælges en trinudgangsimpedans normalt en faktor 10 lavere; 1 kohm. Grunden er at man ved lave frekvenser gerne vil gøre udgangssignalets styrke mindre påvirkelig af belastningsimpedansen. Og for et lineart arbejdende fælles emittertrin er udgangsimpedansen ca. lig kollektormodstanden . Grunden til dét er, at transistorens mellem kollektor og emitter for lave frekvenser opfører sig som en strømgenerator. En strømgenerator har per definition en uendelig høj indre modstand.

Det næste vi vælger er forsyningsspændingen størrelse. De fleste transistorer kan klare ca. 25V over og den kan med visse transistorer være helt op til ca. 1200V - og nogle kan kun tåle nogle få volt.

Vi antager at vi maksimalt har brug for udgangssignaler på (spids til spids eng. ). Vi vælger 15V som forsyningsspænding, så vi ikke rammer overstyring.

Da vi har valgt et relativt stort udgangssignal, er det et godt designvalg at lade hvile være forsyningsspændinghalve; . Vi har valgt kollektormodstanden , så nu har vi også designhvilekollektorstrømmen: .

I databladet kan vi finde strømforstærkningsfaktoren , men den er afhængig af mange ting, bl.a. kollektorstrømmen. En faktor på 200 er ikke urealistisk at finde i databladet ved . Men vi har et problem; den kan faktisk være i intervallet 100..700 (mere om det senere).

Vi har at . kan derfor beregnes til at være: . Vi får brug for at kende ved . I de fleste lineart arbejdende bipolare silicium baserede transistorer, er der den tommelfingerregel, at er 0,7V. er normalt mellem 0,5..0,8V, men i de fleste beregninger betyder denne mulige variation ikke så meget.

Nu kan beregnes: .

Der er flere designvalg, men dem ser vi bort fra her.

Men vi har faktisk et potentielt stort problem, nemlig at har en stor parameterspredning fra transistoreksemplar til eksemplar. Hvis den er 100 eller 700, vil forstærkertrinnets være så langt fra det ønskede, at trinnet vil overstyres for større signaler. Hvis vi manuelt ændrer , så hvile er halve, går det nogenlunde. I 1950'erne og 1960'erne var transistorer dyre og derfor benyttedes designet. Grunden var, at man fik den maksimal mulige forstærkning og forstærkere blev håndlavet.

DC-kobling vil ikke kunne forbedre forholdene, medmindre der laves en eller anden form for modkobling.

Et robust forspændt fælles emitter-trin

Nogle af de tidligere designvalg genbruger vi her:
  • Maksimal udgangssignal på .
  • Hvile vælges at være forsyningsspændinghalve; . Vi har valgt kollektormodstanden , så nu har vi også designhvilekollektorstrømmen: .

Flere designvalg

  • Vi har 2 modstande i emitter; og . lader vi være parallel med .
  • Vi vælger . Faktisk er dette designvalg bestemt af den mindste spændingsforstærkning vi ønsker; .

Det eneste krav vi har til strømforstærkningsfaktoren er, at den er væsentlig større end 10.

Vi antager:

Vi vælger at basisspændingsdelerens strøm er . kan derfor beregnes til at være: . Vi antager at er .

Faktisk er og forskellig - men ikke meget hvis er mindst 100. I så fald vil kun være mellem 90..100% af , da noget af strømmen løber ind i basen og ud af emitteren.

I de fleste situationer og især i lineart arbejdende siliciumtransistorer, kan det antages der ikke løbe strøm fra kollektor til basis.

Ønsker vi en større AC-forstærkning end ca. 10 gange, skal vi dele emittermodstandene således

  • Designvalg spændingsforstærkning: 30 gange.

Ved mindre spændingsforstærkningsvalg som er mindst 10 gange mindre end , kan trinnets spændingsforstærkning beregnes til at være: spændingsforstærkning=R3/R4.

Ønsker vi 30 gange så skal

Mere detaljeret beskrivelse

Selve det at der isættes en eller 2 modstande i emitter og der laves en spændingsdeler til basis er også designvalg. Det skal bemærkes, at det er mindst ligeså godt at "flytte" R1 ind mellem basis og kollektor, som mellem basis og Ucc.

Baggrunden for at man anvender flere komponenter omkring transistoren er følgende:

  • At hvilearbejdspunktet er mere robust overfor parameterspedning.
  • Emittermodstandene og gør hvilearbejdspunktet mere robust overfor -ændringer og især temperaturafhængige -ændringer.
  • Emittermodstanden bestemmer hovedsageligt sammen med og udgangsimpedansen trinnets signalforstærkning.

Emittermodstandene og

For stort set alle transistorer gælder det at stiger med temperaturen. Det resulterer i at vil stige med temperaturen - og stiger vil den afsatte effekt normalt stige som igen får temperaturen til at stige. Denne "løbske" effekt, kaldet termisk run-off, forhindrer man ved hjælp af emittermodstanden : Hvis hovedstrømmen stiger, vil spændingsfaldet over stige og da jævnspændingen på basis er den samme som før, falder det spændingsfald fra basis til emitter, som er afgørende for hvor meget strøm, der passerer fra transistorens kollektor til emitter. Derved falder strømmen i transistoren, som derfor ikke længere "varmer sig selv op" og derved effektivt hindrer den termiske run-off.

Emittermodstanden og til dels

Emittermodstandene vil have den samme dæmpende virkning overfor de vekselspændings-signaler der ønskes forstærket; den vil virke som en lokal modkobling. Dette omgår man til en selvvalgt grad ved hjælp af den såkaldte afkoblingskondensator over .

Andre analyse og designhjælpeparametre

For frekvenser op til til ca. 100..1 kHz kan man riskere at ovenstående design virker.

Men faktisk skal et forstærkertrin undersøges for tolerance, virkning for alle frekvenser det virker med og kan risikere at blive udsat for. I det følgende nævnes kun de lineare modeller. I praksis skal man også tage højde for ulineare påvirkninger indefra trinnet og udefra.

Den simple transistormodel vi anvendte i de 2 ovenstående designeksempler var strømforstærkningsfaktoren og .

I praksis anvendes mange forskellige modeller, hvor meningen med modellen er at tage højde for transistoren interne egenskaber for hver frekvens:

Signalinverteringen

Ser man på en "øjeblikssituation" hvor indgangssignalet stiger, vil man se at den stigende hovedstrøm får spændingen over kollektormodstanden til at stige. Da dennes øverste ende er koblet til et sted med konstant jævnspænding, kan man konkludere at det stigende indgangssignal får udgangssignalet til at falde; forstærkeren er altså inverterende, og udgangssignalet vil være i modfase i forhold til indgangssignalet.

Lidt om linear 2-port h-parameter transistormodellen

Indgangsimpedans
Indgangsimpedansen vil afhænge af impedansen ved transistorens emitter, og derfor af hvorvidt der dér sidder en afkoblingskondensator ( på diagrammet) eller ej:
  • Med afkoblingskondensatoren gælder at , hvor er transistorens indgangsimpedans i forhold til emitter ("Hybrid Input Emitter")
  • Uden afkoblingskondensatoren gælder at , hvor er transistorens egenforstærkning ("Hybrid Forward Emitter") og er emitterens indre modstand (givet ved )

Udgangsimpedans
Udgangsimpedansen er altid givet ved , uafhængigt af en evt belastning på udgangen og hvor vidt emitteren er afkoblet med kondensatoren eller ej.

Forstærkning
Spændingsforstærkningen afhænger bl.a. af impedansen ved transistorens emitter, som igen afhænger af om emitterafkoblingen er til stede eller ej.
  • Hvis emitteren ikke er afkoblet, er
  • Hvis emitteren er afkoblet, gælder at
Derefter afhænger spændingsforstærkningen også af den evt. belastning som forstærkeren skal drive, idet

I alle de nævnte formler repræsenterer symbolet beregningen for parallelkobling af modstande/impedanser.

Nedre grænsefrekvens
Skillekondensatorerne i ind- og udgang har den bivirkning at de sætte en nedre grænse for frekvenserne i de signaler trinnet kan bearbejde. Disse kondensatorer virker i samspil med ind- og udgangsimpedanserne samt den signalkilde hhv. belastning der tilsluttes, som et højpasled. Derfor skal disse kondensatorer have så tilpas store værdier, at denne nedre grænsefrekvens ikke får nogen praktisk betydning for anvendelsen af forstærkertrinnet.

Se også

Eksterne henvisninger


Denne artikel var dagens artikel den 12. maj 2005.



Denne artikel er fra Wikipedia. Læs artiklen hos Wikipedia.





Boligstedet.dk
Boligsite med dagligt opdaterede boligannoncer med lejeboliger i hele landet.
Lejebolig i Aarhus
Lejebolig i København
Lejebolig i Odense
Lejebolig i Aalborg
Rejseforsikringer
Husk at kontrollere din rejseforsikring inden du tager ud at rejse. Læs mere på: Rejseforsikring
Bilforsikringer
Sammenlign bilforsikringer og find information om forsikringer til din bil på: Bilforsikring
Varmepumpepuljen
Varmepumpepulje åbner i 2023. Få tilskud til varmepumpe. Varmepumpepuljen


Denne artikel er fra Wikipedia. Denne hjemmeside tager ikke resourcer fra Wikipedias hardware. Netleksikon.dk støtter Wikipedia projektet finansielt. Indholdet er udgivet under GNU Free Documentation License. Kontakt Netleksikon, hvis ophavsretten er krænket.